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關鍵詞：PWMSG3524控制器
引言
開關電源一般都采用脈沖寬度調制（PWM）技術，其特點是頻率高，效率高，功率密度高，可靠性高。然而，由于其開關器件工作在高頻通斷狀態，高頻的快速瞬變過程本身就是一電磁騷擾（EMD）源，它產生的EMI信號有很寬的頻率范圍，又有一定的幅度。若把這種電源直接用于數字設備，則設備產生的EMI信號會變得更加強烈和復雜。
本文從開關電源的工作原理出發，探討抑制傳導干擾的EMI濾波器的設計以及對輻射EMI的抑制。
1開關電源產生EMI的機理
數字設備中的邏輯關系是用脈沖信號來表示的。為便于分析，把這種脈沖信號適當簡化，用圖1所示的脈沖串表示。根據傅里葉級數展開的方法，可用式（1）計算出信號所有各次諧波的電平。
式中：An為脈沖中第n次諧波的電平；
Vo為脈沖的電平；
T為脈沖串的周期；
tw為脈沖寬度；
tr為脈沖的上升時間和下降時間。
開關電源具有各式各樣的電路形式，但它們的核心部分都是一個高電壓、大電流的受控脈沖信號源。假定某PWM開關電源脈沖信號的主要參數為：Vo=500V，T=2×10－5s，tw=10－5s，tr=0.4×10－6s，則其諧波電平如圖2所示。
圖2中開關電源內脈沖信號產生的諧波電平，對于其他電子設備來說即是EMI信號，這些諧波電平可以從對電源線的傳導干擾（頻率范圍為0.15～30MHz）和電場輻射干擾（頻率范圍為30～1000MHz）的測量中反映出來。
在圖2中，基波電平約160dBμV，500MHz約30dBμV，所以，要把開關電源的EMI電平都控制在標準規定的限值內，是有一定難度的。
2開關電源EMI濾波器的電路設計
當開關電源的諧波電平在低頻段（頻率范圍0.15～30MHz）表現在電源線上時，稱之為傳導干擾。要抑制傳導干擾相對比較容易，只要使用適當的EMI濾波器，就能將其在電源線上的EMI信號電平抑制在相關標準規定的限值內。
要使EMI濾波器對EMI信號有最佳的衰減性能，則濾波器阻抗應與電源阻抗失配，失配越厲害，實現的衰減越理想，得到的插入損耗特性就越好。也就是說，如果噪音源內阻是低阻抗的，則與之對接的EMI濾波器的輸入阻抗應該是高阻抗（如電感量很大的串聯電感）；如果噪音源內阻是高阻抗的，則EMI濾波器的輸入阻抗應該是低阻抗（如容量很大的并聯電容）。這個原則也是設計抑制開關電源EMI濾波器必須遵循的。
幾乎所有設備的傳導干擾都包含共模噪音和差模噪音，開關電源也不例外。共模干擾是由于載流導體與大地之間的電位差產生的，其特點是兩條線上的雜訊電壓是同電位同向的；而差模干擾則是由于載流導體之間的電位差產生的，其特點是兩條線上的雜訊電壓是同電位反向的。通常，線路上干擾電壓的這兩種分量是同時存在的。由于線路阻抗的不平衡，兩種分量在傳輸中會互相轉變，情況十分復雜。典型的EMI濾波器包含了共模雜訊和差模雜訊兩部分的抑制電路，如圖3所示。
圖中：差模抑制電容Cx1，Cx20.1～0.47μF；
差模抑制電感L1，L2100～130μH；
共模抑制電容Cy1，Cy2<10000pF；
共模抑制電感L15～25mH。
設計時，必須使共模濾波電路和差模濾波電路的諧振頻率明顯低于開關電源的工作頻率，一般要低于10kHz，即
在實際使用中，由于設備所產生的共模和差模的成分不一樣，可適當增加或減少濾波元件。具體電路的調整一般要經過EMI試驗后才能有滿意的結果，安裝濾波電路時一定要保證接地良好，并且輸入端和輸出端要良好隔離，否則，起不到濾波的效果。
開關電源所產生的干擾以共模干擾為主，在設計濾波電路時可嘗試去掉差模電感，再增加一級共模濾波電感。常采用如圖4所示的濾波電路，可使開關電源的傳導干擾下降了近30dB，比CISOR22標準的限值低了近6dB以上。
還有一個設計原則是不要過于追求濾波效果而造成成本過高，只要達到EMC標準的限值要求并有一定的余量（一般可控制在6dB左右）即可。
3輻射EMI的抑制措施
如前所述，開關電源是一個很強的騷擾源，它來源于開關器件的高頻通斷和輸出整流二極管反向恢復。很強的電磁騷擾信號通過空間輻射和電源線的傳導而干擾鄰近的敏感設備。除了功率開關管和高頻整流二極管外，產生輻射干擾的主要元器件還有脈沖變壓器及濾波電感等。
雖然，功率開關管的快速通斷給開關電源帶來了更高的效益，但是，也帶來了更強的高頻輻射。要降低輻射干擾，可應用電壓緩沖電路，如在開關管兩端并聯RCD緩沖電路，或電流緩沖電路，如在開關管的集電極上串聯20～80μH的電感。電感在功率開關管導通時能避免集電極電流突然增大，同時也可以減少整流電路中沖擊電流的影響。
功率開關管的集電極是一個強干擾源，開關管的散熱片應接到開關管的發射極上，以確保集電極與散熱片之間由于分布電容而產生的電流流入主電路中。為減少散熱片和機殼的分布電容，散熱片應盡量遠離機殼，如有條件的話，可采用有屏蔽措施的開關管散熱片。
整流二極管應采用恢復電荷小，且反向恢復時間短的，如肖特基管，最好是選用反向恢復呈軟特性的。另外在肖特基管兩端套磁珠和并聯RC吸收網絡均可減少干擾，電阻、電容的取值可為幾Ω和數千pF，電容引線應盡可能短，以減少引線電感。實際使用中一般采用具有軟恢復特性的整流二極管，并在二極管兩端并接小電容來消除電路的寄生振蕩。
負載電流越大，續流結束時流經整流二極管的電流也越大，二極管反向恢復的時間也越長，則尖峰電流的影響也越大。采用多個整流二極管并聯來分擔負載電流，可以降低短路尖峰電流的影響。
開關電源必須屏蔽，采用模塊式全密封結構，建議用1mm以上厚度的鍍鋅鋼板，屏蔽層必須良好接地。在高頻脈沖變壓器初、次級之間加一屏蔽層并接地，可以抑制干擾的電場耦合。將高頻脈沖變壓器、輸出濾波電感等磁性元件加上屏蔽罩，可以將磁力線限制在磁阻小的屏蔽體內。
根據以上設計思路，對輻射干擾超過標準限值20dB左右的某開關電源，采用了一些在實驗室容易實現的措施，進行了如下的改進：
——在所有整流二極管兩端并470pF電容；
——在開關管G極的輸入端并50pF電容，與原有的39Ω電阻形成一RC低通濾波器；
——在各輸出濾波電容（電解電容）上并一0.01μF電容；
——在整流二極管管腳上套一小磁珠；
——改善屏蔽體的接地。
經過上述改進后，該電源就可以通過輻射干擾測試的限值要求。
關鍵詞：射頻；收發器；電子標簽；RI-R6C-001A
1概述
電子標簽是時下最為先進的非接觸感應技術。RI－R6C－001A芯片是美國德州儀器（TI）和荷蘭飛利浦公司（Philips）開發出的一種廉價的非接觸感應芯片。這種芯片的無源最大讀寫距離可達1．2米以上。它與條形碼相比，無須直線對準掃描，而且讀寫速度快，可多目標識別和運動識別，每秒最多可同時識別50個，頻率為13．56MHz±7kHz（國際通用）的目標。它采用國際統一且不重復的8字節（64bit）唯一識別內碼（Uniqueidentifier，簡稱UID），其中第1～48bit共6字節為生產廠商的產品編碼，第49～56bit1個字節為廠商代碼（ISO／IEC7816－6／AM1），最高字節固定為“EO”。其使用壽命大于10年或讀寫10萬次，無機械磨損、機械故障，可在惡劣環境下使用，工作溫度為－25～＋70℃可反復讀寫且扇區可以獨立一次鎖定，并能根據用戶需要鎖定重要信息；現有的產品一般采用4字節扇區，內存從512bit～2048bit不等。
RI－R6C－001A芯片采用柔性封裝，它的超薄和多種大小不一的外型，使它可封裝在紙張和塑膠制品（PVC、PET）中，既可應用于不同安防場合，也可再層壓制卡。國際標準化組織已把這種非接觸感應芯片寫入國際標準ISO15693中。其主要原因是因為該芯片具有封裝任意、內存量大、可讀可寫、防沖撞等獨特的功能。
2引腳排列與功能
圖1所示為（RI－RRC－001A芯片和引腳排列）。
3內部結構
收發器需要5V外加電源，在實際操作中最小電壓為3V，最大電壓為5．5V，典型電壓為5V。電損耗取決于天線阻抗和輸出網絡的配置。由于電源紋波和噪聲會嚴重影響整個系統的性能，因此，德州儀器推薦使用標準電源。
射頻收發器內部的輸出晶體管是一個低阻場效應管，電耗直接在TX＿OUT腳消耗，推薦用5V電源供電，最好驅動50Ω天線。在輸出端連接一個簡單的諧振電路或者匹配網絡可以降低諧波抑制，用選通方波驅動輸出晶體管能達到100％的調制度。調整連接輸出晶體管的電阻（典型電路中的R2）能獲得10％的調制度，增大這個電阻，調制度也隨之增加。通過發射編碼器變換的數據可按照事先選擇好的射頻協議進行傳輸，通信速率應為5～120kB，而且至少要有一個速率滿足已選擇感應器協議的要求。
接收器通過外部電阻連接到天線后可將來自電子標簽的調制信號通過二極管包絡檢波進行解調，接收解碼器輸出到控制器的數據是二進制數據格式，通信速率和射頻協議由已選擇的模式確定。在輸出數據時，接收的數據串中已檢測并標志了啟動、停止、錯誤位。
該系統的正常時鐘頻率為13．56MHz，但是振蕩器的工作頻率范圍為4MHz～16MHz。
在電源被重新啟動后，設備為默認配置。RI－R6C－001A系統有三個有效電源模式。主要模式是滿載模式，而空載模式僅出現在與電路有關的標準振蕩器和最小系統工作中的標準振蕩器停振時，掉電模式則完全關斷設備內部的偏置系統。當SCLOCK保持高電平時，可在DIN端的輸出脈沖上升沿喚醒電路。
RI－R6C－001A芯片的串行通信接口通常使用三根線，其中的SCLOCK為串行雙向時鐘；DIN為數據輸入，DOUT為數據輸出。參見圖2所示的RI－R6C－001A內部結構圖。
4典型電路應用
圖3所示是RI－R6C－001A的典型應用電路，該電路可驅動50Ω的天線，當電源電壓為5V時，輸出射頻的功率為200mW，而當電源電壓為3V時，輸出射頻功率為80mW。
圖3
由于電路中的發射器一直工作，因此，應增大集成電路散熱片的尺寸以增加散熱面積。設計電路時，應避免過大的分布電容，當電路板分布電容過高時，可配合晶振調整電容C5的值，以減少時鐘的不穩定性。推薦C5值為22pF。通過軟件處理可使收發器的調制度在100％～10％范圍內調整。ISO15693協議規定標簽允許執行10％～30％之間的調制度（除100％之外），通過改變電阻R2的值可以達到這個要求。
關鍵詞：電鍍流水線行車避撞終端超聲波測距
引言
現代電鍍企業大量采用自動化掛鍍流水線，在這些流水線中大多采用2噸左右的小型行車在各鍍槽中轉移掛具架。行車的行走、停止、吊具升降、停留等動作完全由PLC控制，可實現較高精度。行車運行質量直接關系到產量和產品質量參數的實現。在實際生產中，行車運行并不是特別理想。在生產線調試階段，由于調試者技術水平和觀測能力等主客觀限制，行車與實際生產所需要的走位點之間往往存在微小的誤差。通過長時間生產，這些原始誤差會逐步積累放大，最終導致行車走位與實際需要之間出現比較明顯的偏差，從而引起行車間的碰撞，造成掛具架倒掛等事故。一旦發生倒掛，整條生產線就必須停止，同時還需要人工處理掉落在渡槽中的鍍件，每次處理時間至少在20分鐘以上，對正常生產影響極大。為解決碰撞問題，有必要為行車設計和安裝一種特殊的避撞終端。
一、避撞原理
行車一般都安裝于特定軌道上并直線運行，要實現避撞，只要能及時檢測兩部行車之間的距離，在小于安全距離時暫停運行即可。在測距時，通常可使用四種方法：即無線電測距、激光測距、紅外線測距和超聲波測距。在電鍍流水線上，渡槽通常需要蒸汽加熱，很多原料比如出光劑（硝酸）、除脂劑(LH-303)等會出現揮發，在渡槽上空形成大量的白色霧氣，所以紅外線測距和激光測距均不適合。同時在電鍍車間中存在大量的電力設備，無線電也會受到很大干擾，因而選擇超聲波測距作為實現手段。
超聲波測距是一種非接觸式測量方式，主要原理是：發射器定期發射超聲波，遇到障礙物產生反射，由接收器接收回波信號，采用單片機進行監控，記錄發射與接收的時間差Δt，然后可用以下公式得到準確的液位高度：L1=L-Δt*C/2
其中L是預先輸入的罐體高度，C是超聲波傳播速度。不過超聲波在空氣中的傳播速度受溫度影響較大，與溫度的關系大致可用下式來表示：
C=331.45+0.61φ（米/秒）φ為當地氣溫。
二、電路設計
避撞終端的結構框圖如圖1所示，主要由控制電路（ATmega8）、溫度補償電路、超聲波發射驅動電路、發射換能器（T）、超聲波接收檢測電路和接收換能器(R)、輸出接口和電源組成。超聲波的發射頻率決定采用諧振頻率為40KHz超聲波換能器TCT40-10F1(發射)和TCT40-10S1（接收），該器件工作距離約10m，盲區約30cm。
超聲波發射驅動電路（如圖2所示）采用以74HC04為核心的推挽式驅動電路，單片機PC3口輸出40KHz的方波一路通過一級反向后加入換能器的一端，另一路通過兩級反向后加入換能器的另一端，這樣可以提高超聲波的發射功率，繼而增加最大測量距離。
超聲波接收檢測電路采用LM324兩級反相比例放大電路和LM393比較電路組成。放大電路用于接收并放大信號，兩級增益分別控制在40dB和20dB，LM393用于信號整形，整形后的信號將輸入PC2口。
溫度補償電路采用美國Dallas公司的DS18B20芯片，其精度可以達到0.5℃。數據通過PC2口送入單片機。
三、軟件設計
本次設計采用模塊化方式，主要包括主程序、發射子程序、計算子程序、定時子程序、溫度測量子程序、比較子程序等7個單元模塊。
四、結束語
避撞終端可安裝于行車行走裝置導軌上方前端，測量范圍約為0.3-10m，誤差范圍約±1cm，實際使用時控制的安全間距大致在50cm左右。在程序處理時需要引入數字濾波技術，根據多次測量計算出平均值，以提高測量精度。
在實際安裝使用過程中，由于電鍍生產環境較為惡劣，需要特別注意在終端外殼應用工程塑料等抗腐蝕材料，以增強對腐蝕性氣體的抵抗能力。
參考文獻：
[1]馬潮.AVR單片機嵌入式系統原理與應用實踐[M].北京:北京航空航天大學出版社.2007.
關鍵詞：移動通信平臺雙路電源控制器自動脈寬跳變強制PWM模式
引言
專用移動通信平臺（EspecialMobilePlatform），簡稱EMP，是專門為特殊用戶設計的，EMP可以使這些用戶充分利用現有的蜂窩移動通信網的網絡資源來傳輸他們的業務，從而節省了重新建網的費用和時間。EMP要求體積小，重量輕，功耗小，供電靈活，適應車載，具備“動中通信”條件，能適應部隊、武警、公安、交通等部門和行業的使用需求。在EMP中常同時需要5V，3.3V，15V，以及可調的多路小功率直流電源以滿足數據，語音，傳真，短消息，全球定位等業務的需要。我們采用MAX1715設計了EMP的供電電路很好地滿足了用戶的需求。
1MAX1715的工作模式
MAX1715中的MAXIM專有技術——快速PWM脈寬控制，是為寬輸入輸出電壓比，負載快速變化時保持工作頻率和電感工作點不變而設計的。快速PWM脈寬控制克服了電流模式控制中，固定頻率控制帶來的負載瞬態響應差的問題，并且克服了傳統的常開通時間和常關閉時間的大范圍變頻PWM控制帶來的問題。MAX1715還提供100ns常開通時間，從而在負載響應時保持相對穩定的開關頻率。
如圖1所示，快速PWM脈寬控制是一個偽固定頻率，具有電壓前饋控制的常開通時間電流模式控制。它依靠輸出濾波電容的ESR做電流檢測電阻，輸出紋波電壓提供PWM坡度信號?？刂扑惴ū容^簡單：上面開關的開通時間只是由一個單穩態電路來決定，該單穩態電路的工作期和輸入電壓成反比，而和輸出電壓成正比。另外一個單穩態電路設定最小的關斷時間（典型值是400ns）。如果誤差比較器輸出低，開通時間單穩態電路被觸發。
MAX1715的PWM控制器具有自動的脈寬跳變模式和強制PWM模式兩種工作模式。
1.1自動的脈寬跳變模式
對于跳變模式（脈寬跳變控制端SKIP置低，見圖2），輕載時MAX1715自動由PWM控制跳變到PFM控制，這種跳變由一個比較器來決定，在電感電流過零時，該比較器截斷了下端開關的開通時間。這種控制方式使脈寬跳變到PFM運行和脈寬不跳變的PWM運行的轉折點對應于連續和不連續的電感電流轉折點。這個轉折點和蓄電池電壓的關系不大，對于7V到24V的蓄電池電壓，這個轉折點基本保持不變。如果使用軟飽和電感，PWM到PFM的轉折點電流更小。
因為輕載時脈寬跳變，開關波形可能出現噪聲和不同步，但是效率高。要在PFM噪聲和效率間達到平衡就要改變電感值。通常，低電感值（假定線圈電阻保持恒定）在負載曲線中可以得到更寬的高效范圍；高電感值在重載時效率高（假設線圈電阻恒定）并且輸出紋波小。高電感值還意味著體積更大，和降低負載瞬態響應（尤其是在低輸入電壓時）。
圖1MAX1715的快速寬控制邏輯圖
直流輸出的準確性由跟蹤誤差的水平來決定，電感電流連續時要比不連續時對紋波的調整性要高50％。電感電流不連續時如果有斜坡補償，則直流電壓的調整率還可以提高1.5％。
1.2強制PWM模式
在低噪聲的強制PWM模式時，控制下端開關開通時間的過零比較器不工作。這使下端開關的波形和上端開關的波形互補。因為，PWM環要保持占空比為VOUT/VIN，所以，輕載時電感電流反向。強制PWM模式的好處是保持頻率為常數，壞處是空載時電池電流有10mA到40mA，這由外部MOSFET決定。
強制PWM模式對提高負載瞬態響應，減小音頻噪聲很有好處，還能提高動態輸出電壓調整時所需的吸收電流能力，提高多路輸出時的調整能力。
2MAX1715的參數計算
我們設計的移動通信平臺電路參數如下：
輸入電壓VIN=8～14.5V；
輸出電壓VOUT1=3.3V，VOUT2=5V；
蓄電池5×1.2V=6V，容量為2.8A·h；
紋波系數LIR=0.35；
負載電流3A；
開關頻率第一路345kHz，第二路255kHz；
MOS管IRF7313，導通電阻RDS=0.032Ω，最大導通電阻RDS(MAX)=0.046Ω，VDSS=30V，CRSS=130pF。
在確定開關頻率和電感工作點（紋波比率）前，先確定輸入電壓范圍和最大負載電流。尖峰負載電流會對元器件的瞬態應力和濾波要求產生影響，并因此決定了輸出電容選擇，電感飽和率和限流電路的設計。連續負載電流決定了溫度應力，并因此決定了輸入電容及MOSFET的選擇和其他要考慮熱效應的器件的選擇。一般設計連續負載電流是尖峰負載電流的80％。
電感工作點也是效率和體積的折中，最小的最優電感使電路工作在導通關鍵點的邊際（每個周期在最大負載電流時，電感電流剛好過零）。MAX1715的脈寬跳變算法在每個關鍵導通點啟動跳變模式。所以，電感的運行點也決定了PFM/PWM模式轉換的負載電流。最優的點是20％到50％電感電流間，所以，我們取LIR為0.35。
2.1電感選擇
開關頻率和電感運行點〔紋波(％)即紋波系數LIR〕決定了電感值，電感的直流電阻要小，以減小電感的損耗。最好選擇鐵心電感，并且磁芯要足夠大，以保證在尖峰電感電流時不會飽和。低電感值使電感電流上升較快，在負載突變時補充輸出濾波電容上的電荷，瞬態響應快。
第一種輸出的電感為L1（對應圖2中的L8），第二路輸出的電感為L2（對應圖2中的L9），當VIN取10V時其計算值如下：
L1=VOUT1(VIN-VOUT1)/VIS×f×LIR×ILOAD(MAX)
=[3.3(10-3.3)]/[10×345×103×0.35(3/0.8)]
=4.88μH
取標稱值6.8μH；
L2=VOUT2(VIN-VOUT2)/[VIN×f×LIR×ILOAD(MAX)]=
=7.47μH
取標稱值6.8μH。
IPEAK=ILOAD(MAX)＋(LIR/2)×ILOAD(MAX)=（3/0.8）＋(0.35/2)×（3/0.8）
=4.41A
2.2確定限流
限流的下限電流值等于最小限流門限（范圍由50mV到200mV）除以下端MOSFET的最大通態電阻,這個最大通態電阻是考慮了每℃增加0.5％的值。
限流的方法有兩種：一種是將腳3ILIM接腳
21VCC（見圖2），對應的限流門限是默認值100mV；
另一種是由限流電路內部5μA電流源和ILIM外接
電阻調限流門限（電阻范圍由100kΩ到400kΩ），
內部實際的限流門限是ILIM端電壓的1/10。則
限流電阻RLIMIT為
RLIMIT=ILOAD(MAX)×RDS(MAX)×10/(5×10－6)
=(3/0.8)×0.046×107/5=345kΩ
取標稱值280kΩ。
圖2MAX1715的實驗電路
2.3輸出電容選擇
輸出電容（對應圖2中C35及C41）的選擇主要看ESR和耐壓值而不僅僅看電容值。輸出電容必須有足夠小的ESR，以滿足輸出紋波和負載動態響應的需要；同時又必須有足夠大的ESR以滿足穩定性的需要。電容值也要足夠大以滿足滿載到空載轉換時吸收電感儲能的需要，否則，過電壓保護會觸發。
在有CPU的應用場合，電容的尺寸取決于需要多大的ESR來防止負載瞬態響應時輸出電壓太低。如VDIP是瞬態輸出電壓，則ESRVDIP/ILOAD(MAX)。
在沒有CPU的應用場合，電容的尺寸取決于需要多大的ESR來保持輸出電壓紋波的水平。如Vpp是電壓紋波，則
ESR≤Vp-p/(LIR×ILOAD(MAX))
輸出電容引起的不穩定工作體現在兩個方面：雙跳動和反饋電路不穩定。雙跳動是由于輸出噪聲或ESR電阻太小使輸出電壓信號沒有足夠的坡度。這“欺騙”了誤差放大器在400ns的最小死區后產生一個新的周期。電路不穩定是指在電源或負載擾動時產生振蕩，這將觸發輸出過壓保護或使輸出電壓降到設定值以下。穩定性由相對開關頻率的ESR零點決定，電容的零點頻率必須低于開關頻率f決定的穩定點fESR。
fESR=f/π，fESR=1/（2×π×ESR×C)
我們選擇了ESR零點頻率低的鉭電容，其電容值為330μF。
2.4輸入電容選擇
輸入電容（對應圖2中C39，C40）主要是要滿足抑制開關產生的紋波電流（IRMS）的需要。
采用陶瓷電容，鋁電容比較合適，因為，它們的電阻能抑制開通時的浪涌電流。我們選用了10μF的鋁電解電容和10nF的陶瓷電容。
2.5MOSFET選擇
注意最大輸入電壓時的導通損耗和開關損耗之和不超過封裝熱限制。選擇下端的MOSFET也應盡量具有小的導通電阻，雖然，下端MOSFET在最大輸入電壓時電阻上的功率損耗最大，但是，在Buck電路中下端的MOSFET是零電壓開關，所以，下端的MOSFET導通損耗不是問題，還可以在下端開關管上并一個肖特基二極管，以防止下端開關管的體二極管在死區時間導通。
最壞導通損耗在占空比極限時產生。上端MOSFET在最小輸入電壓時的導通損耗最大，在最大輸入電壓時開關損耗最大，即
導通損耗PRDS=(VOUT2/VIN(MIN)I2LOAD×RDS
=5/8×32×0.046=0.2588W
開關損耗PS=VRSS×VIN(MAX)×f×ILOAD=
=(130×10-12×14.5×345×103×3)/1
=0.0283W
3實驗結果
MAX1715由于沒有電流檢測電阻，并且有快速PWM控制和自動的脈寬跳變模式，所以，其效率相對其他應用電路更高，我們設計的電路實驗效率達到了97％。電路圖如圖2所示。
（一）傳導瞬變和高頻干擾
1．由于雷擊、斷路器操作和短路故障等引起的浪涌和高頻瞬變電壓或電流通過變（配）電所二次側進入遠動終端設備，對設備正常運行產生干擾，嚴重還可損壞電路。2．由電磁繼電器的通斷引起的瞬變干擾，電壓幅值高，時間短、重復率高，相當于一連串脈沖群。3．鐵路電力供電中，特別是現代高速鐵路對電力要求都比較高，一般都是幾路電源供電，母線投切轉換比較頻繁，振蕩波出現的次數較多。
（二）場的干擾
1．正常情況下的穩態磁場和短路事故時的暫態磁場兩種，特別是短路事故時的磁場對顯示器等影響比較大。2．由于斷路器的操作或短路事故、雷擊等引起的脈沖磁場。3．變電所中的隔離開關和高壓柜手車在操作時產生的阻尼振蕩瞬變過程，也產生一定的磁場。4．無線通信、對講機等輻射電磁場對遠動終端會產生一定的干擾，鐵路中繼站通常會和通信站在一處，通信發射塔對中繼站電力遠動終端設備的干擾比較大。
（三）對通信線路的干擾
1．鐵路變電所遠動終端的數據由串口通信經雙絞線進入車站通信站，再經過轉換成光信號沿鐵通專用通信光纜送至電力遠動調度中心，遙信和遙控數據在變電所到通信站的過程走的是電信號，由于變電所高低壓進出線纜很多，遠動終端受的干擾比較大。2．中繼站一般距鐵路都比較近，列車通過時的振動對遠動終端設備有一定的干擾。
（四）繼電器本身原因
繼電器本身可能由于某種原因一次性未合到位而產生干擾的振動信號，或負荷開關、斷路器、隔離開關等二次側產生振動信號。
二、干擾對電力遠動系統的影響
無論交流電源供電還是直流供電，電源與干擾源之間耦合通道都相對較多，很容易影響到遠動終端設備，包括要害的CPU；模擬量輸入受干擾，可能會造成采樣數據的錯誤，影響精度和計量的準確性，還可能會引起微機保護誤動、損壞遠動終端設備和微機保護部分元器件；開關量輸入、輸出通道受干擾，可能會導致微機和遠動終端判斷錯誤，遠動調試終端數據錯誤遠動終端CPU受干擾會導致CPU工作不正常，無法正常工作，還可能會導致遠動終端程序受到破壞。
三、抗干擾設計分析
（一）屏蔽措施
1．高壓設備與遠動終端輸入、輸出采用有鎧裝（屏蔽層）的電纜，電纜鋼鎧兩端接地，這樣可以在很大程度上減小耦合感應電壓。2．在選擇變電所和中繼站電力設備時盡量選設有專門屏蔽層的互感器，也有利于防止高頻干擾進入遠動終端設備內部。3．在遠動終端設備的輸入端子上對地接一耐高壓的小電容，可以有效抑制外部高頻干擾。
（二）系統接地設計
1．一次系統接地主要是為了防雷、中性點接地、保護設備，合適的接地系統可以有效的保障設備安全運行，對于斷路器柜接地處要增加接地扁鐵和接地極的數量，設備接地處增加增加接地網絡互接線，降低接地網中瞬變電位差，提高對二次設備的電磁兼容，減少對遠動終端的干擾。2.二次系統接地分為安全接地和工作接地，安全接地主要是為了避免工作人員因設備絕緣損壞或絕緣降低時，遭受觸電危險和保證設備安全，將設備外殼接地，接地線采用多股銅軟線，導電性好、接地牢固可靠，安全接地網可以和一次設備的接地網相連；工作接地是為了給電子設備、微機控制系統和保護裝置一個電位基準，保證其可靠運行，防止地環流干擾。
3．由于高低壓柜本身都是多都是采用鍍鋅薄鋼板材料，本身也有屏蔽作用，將高低高柜都可靠接地。4．遠動終端微機電源地和數字地不與機殼外殼相連，這樣可以減小電源線同機殼之間的分布電容，提高抗共模干擾的能力，可明顯提高電力遠動監控系統的安全性、可靠性。
（三）采取良好的隔離措施
1．為避免遠動終端自身電源干擾采取隔離變壓器，電源高頻噪聲主要是通過變壓器初、次級寄生電容耦合，隔離變壓器初級和次級之間由屏蔽層隔離，分布電容小，可提高抗共模干擾的能力。2．電力遠動監控系統開關量的輸入主要斷路器、隔離開關、負荷開關的輔助觸點和電力調壓器分接頭位置等，開關量的輸出主要是對斷路器、負荷開關和電力調壓器分接頭的控制。3．信號電纜盡量避開電力電纜，在印刷遠動終端的電路板布線時注意避免互感。4．采用光電耦合隔離，光電耦合器的輸入阻抗很小，而干擾源內阻大，且輸入/輸出回路之間分布電容極小，絕緣電阻很大，因此回路一側的干擾很難通過光耦送到另一側去，能有效地防止干擾從過程通道進入主CPU。
（四）濾波器的設計
1．采用低通濾波去高次諧波。2．采用雙端對稱輸入來抑制共模干擾，軟件采用離散的采集方式，并選用相應的數字濾波技術。
（五）分散獨立功能塊供電，每個功能塊均設單獨的電壓過載保護，不會因某塊穩壓電源故障而使整個系統破壞，也減少了公共阻抗的相互耦合及公共電源的耦合，大大提高供電的可靠性。
（六）數據采集抗干擾設計
1．在信息量采集時，取消專門的變送器屏柜，將變送器部分封裝在RTU內，減少中間環節，這樣可以減少變送器部分輸出的弱電流電路的長度。2．遙信由于合閘一次不到位或由于二次側振動而產生的誤遙信干擾信號，并且還會產生尖脈沖信號，也可能對遙信回路產生干擾誤遙信號。
（七）過程通道抗干擾設計
（八）印刷電路板設計。在印刷電路板設計中盡量將數字電路地和模擬地電路地分開；電源輸入端跨接10～100μF的電解電容。
（九）控制狀態位的干擾設計
（十）程序運行失常的抗干擾設計
（十一）單片機軟件的抗干擾設計
（十二）對于終端至通信站的數字通信電纜加穿鋼管，特別是穿越其他電力電纜時，避免和其他電力電纜等同溝敷設并保持一定的交叉距離。
（十三）對于特殊的變（配）電所或區間信號站的環境
（十四）提高遠動信息傳輸的可靠性，在電力調度中心和遠動終端之間建立出錯重發技術直到住處確認信息為止。
關鍵詞：電網；高壓輸電線路；絕緣子；選型
Abstract：Thecorrectselectionandapplicationoftransmissionlineinsulatoraretheguaranteeforlinesoperationrelaibility.Forthis，thepracticaloperationsituationandthecharacterof500kVtransmissionlineinsulatorinJiangsupowernetworkareana_lysed，thesuggestionshowtoselectandusethelineinsulatorareproposed.
Keywords：powernetwork；high_voltagetransmissionline；insulator；typeselection
近幾年江蘇電網發展迅速，截至2001年底，全省投運的500kV線路3174km、500kV變電站11座。線路使用的絕緣子種類繁多，目前輸電線路使用的絕緣子按型式主要分為盤式絕緣子和長棒型絕緣子。下面介紹這2種絕緣子的特點。
1盤式絕緣子的特點
盤式絕緣子按材質可分為盤式瓷絕緣子和鋼化玻璃絕緣子。
1.1盤式瓷絕緣子
盤式瓷絕緣子是最早用在線路上的絕緣子，已有一百多年的歷史。它具有良好的絕緣性能、抗氣候變化的性能、耐熱性和組裝靈活等優點，被廣泛用于各種電壓等級的線路。盤式瓷絕緣子是屬于可擊穿型的，它是采用水泥將物理、化學性能各異的瓷件與金屬件膠裝而構成的，在長期經受電場、機械負荷和大自然的陽光、風、雨、雪、霧等的作用，會逐步劣化，對電網的安全運行帶來威脅。特別是含有劣化絕緣子的絕緣子串發生閃絡（由于雷擊或污閃等原因）時，可能會使劣化的絕緣子頭部瞬間發熱爆炸，造成導線落地的事故。華東電網在1996年底的大污閃事故中，500kV系統有11條線路因霧閃發生72次跳閘。其中，3條線路因零值絕緣子爆炸造成導線落地；2條線路多串絕緣子結構中有1串因零值絕緣子爆炸斷串。
2000年9月22日，江蘇省220kV溧陽變電站220kV旁母、正母瓷瓶發生因大量低值絕緣子的存在而導致的掉串事故。所以劣化絕緣子的檢測工作非常重要，前系統停電是較難的，即使線路停電，也無足夠的時間和人力進行全線絕緣子的檢測工作。因劣化絕緣子的安裝位置和分布區域的原因，向來是絕緣在線檢測的一個難點。目前常用短路叉法和火花間隙法檢測，這些方法易于檢測零值絕緣子，測試方法簡單，但準確性較低，對低值絕緣子，特別是1串中存在多片低值的情況下，則很難作出正確的判斷。瓷絕緣子的老化率隨其運行時間的延長而逐年上升。
1.2鋼化玻璃絕緣子
鋼化玻璃絕緣子具有較好的機電性能，其抗拉強度、耐電擊穿性能、耐振動疲勞、耐電弧燒傷和耐冷熱沖擊性能等都優于瓷絕緣子。且與瓷絕緣子不同，玻璃絕緣子具有零值自爆的絕緣自我淘汰能力，這樣就很容易被發現，無需對其進行絕緣測試。自爆率通常在前3年較高，這與瓷絕緣子相反。數十年的運行和試驗數據證明，鋼化玻璃絕緣子具有長期穩定的機電性能和較長的使用壽命。防污型玻璃絕緣子為取得較大的爬電距離，只有在傘裙下表面增加數個深棱來實現（由于工藝的原因，無法像瓷絕緣子通過雙傘或三傘增加爬距）。當用于粉塵污染較嚴重的地區，因這種鐘罩深棱的傘型自潔能力差、清掃不便，下表面結垢嚴重，造成耐污閃能力大大降低。從江蘇電網運行情況來看，鐘罩深棱型絕緣子（包括瓷的和玻璃的）不適合江蘇地區這種以粉塵污染為主、污染較重的地區使用，如果使用，應充分考慮其爬電距離的有效利用系數。1999-2002年，江蘇省500kV線路污閃跳閘中，只有7%（一次跳閘）是瓷雙傘絕緣子，其余都是玻璃絕緣子。這里針對的是懸垂串絕緣子，全省尚未發生過耐張串絕緣子的污閃跳閘。
2長棒型絕緣子的特點
長棒型絕緣子按材質可分為合成絕緣子和長棒瓷絕緣子。
2.1合成絕緣子
【關鍵詞】職業院校;禮儀教育;特點;路徑
一個懂得禮儀、行為舉止得體的人，在社會交往中更容易獲得他人的尊重，在實現個人理想的過程中更容易取得成功。由此可見，禮儀教育在人才培養過程中具有不可替代的重要性，是一個人立足社會，謀求發展的基礎。
一、職業院校禮儀教育的重要性
（一）禮儀教育是踐行與傳承傳統文化的重要形式
中國自古就以“禮儀之邦”聞名世界，禮儀是中華文明的重要載體，滲透在我們文化和社會日常生活的方方面面。禮儀是人類社會發展的文化沉淀，學習禮儀可以幫助我們更好地踐行和傳承傳統文化，了解我們中華民族的文化精髓所在。因此，禮儀教育應當成為職業院校教育體系中重要的組成部分，禮儀應該是每個學生的必修課。
（二）禮儀教育有助于提升職院學生的綜合素質
孔子云：“不學禮，無以立”。禮儀是一個人走向社會必須具備的基本修養，學習禮儀可以幫助學生更好地走向社會，適應人際交往的規則，更好地融入社會交往的大環境中。在職院人才的教育培養過程中，除了注重職業技能“硬實力”方面的培養，也應重視學生的禮儀文化“軟實力”方面的提升?？思簭投Y為刃，禮儀教育可以由內到外的改變學生的自我形象，提高學生的自我文化修養，通過禮儀的學習和自我的約束，不斷提升自我的綜合素質，增強自我的競爭力。
（三）禮儀教育有利于幫助職院學生更好地就業
在當前人才供需矛盾，就業市場競爭激烈的大環境下，職業學院的學生就業面臨重重困難，好的儀容儀表等禮儀方面表現便成為就業過程中相當重要的環節。職業院校開設禮儀課程，注重禮儀教育，可以潛移默化的規范學生的言行舉止，提升學生的就業競爭力，幫助學生更好地找到心儀的工作。
二、職業院校禮儀教育的現狀和特點
（一）職業學院禮儀教育的現狀
根據調查了解，職業學院的學生素質參差不齊，大多數學生是在中學時學業不佳的情況下選擇職院，大部分學生在學習上的興趣不高，自律性較差，基本沒有受過系統的禮儀教育。他們當中大多數是獨生子女，是父母嬌生慣養的一代，大多數以自我為中心，在家庭中缺少禮儀方面的規范。除此之外，職業學院的學生年齡處在青春期，大多數的學生較為叛逆，禮儀教育對于他們來說有助于規范個人行為，幫助他們更好的發展人際關系，樹立正確的世界觀、人生觀和價值觀。職業學院大多數的培養體系更注重于學生技能的培養，雖然也有開設過一些禮儀相關課程，但是并沒有系統化、全程化的將禮儀教育納入學生的教育教學考評體系中。
（二）職業學院禮儀教育的特點
禮儀教育工作應當包括理論知識的學習以及實踐的體驗，形成行之有效的制度規范，不僅僅局限于禮儀課程。學院通過學習與實訓相結合的方法，推動全體師生掌握必備的禮儀知識與技能，強化禮儀意識，培養優秀的禮儀品質，促使全體師生綜合素質的提高。通過將禮儀教育納入學校的德育范疇，讓禮儀不僅在就業中增強學生的自信心和競爭力，同時也能內化為學生自身的一種修養和與社會交往的能力。
三、職院禮儀教育全程化的路徑
（一）禮儀教育納入學校的培養模式
當前，大多數的職業院校在人才培養模式注重職業技能的培養，針對學生的培養模式大多圍繞專業知識學習與實操技能的訓練，在學生成長成才過程中道德禮儀文化的教育存在缺失，對于禮儀教育的重視程度不夠。因此，在探尋職業學院禮儀教育的過程中，應該將禮儀教育納入學校的培養模式中，讓禮儀幫助更好的學生成長成才。在職業學院的禮儀教育培養模式中，針對不同階段的學生采取不同的培養方式，分階段進行有效培養。
（二）開設特色禮儀精品課程體系
禮儀知識的學習是禮儀教育的實踐過程中必不可少的一個環節。因此，立足于學院辦學實際，開設符合學生實際需要的禮儀課程對職院禮儀教育具有重要的作用。首先，禮儀的學習不僅是學生的需要，更是教師隊伍必須具備的素養。在禮儀教育過程中，應該打造一支禮儀知識豐富、禮儀素養高的教師隊伍來教授禮儀知識，為學生樹立良好禮儀的榜樣。其次，分階段開設禮儀學習的課程，課程體系貫穿大學生活的全過程，既應包含理論知識，也有實訓課程，創辦理論聯系實際的精品課程。最后，課程體系應具有延續性和考核性，課程可以成為學生的必修課，以學分的形式納入考試，同時是具有延續性和特色性的。
（三）注重禮儀教育的實踐過程
為了檢驗學生在禮儀課程中學習成果，學院在教育過程中還應加入實踐的部分，讓禮儀教育不僅僅停留在課本中。教學過程中可以利用情景教學等方式模擬禮儀的運用過程，強化對學生的禮儀訓練與培養。在課堂外，也可以將禮儀融入到學生的社團活動中去。例如創辦禮儀知識競答賽，禮儀系列講座，趣味運動會以及禮儀相關的其他活動，讓禮儀伴隨學生的課外活動，營造出人人懂禮、人人學禮的校園氛圍。同時，這些實踐活動也可以納入學校的德育考評中，鼓勵學生積極參與到禮儀學習中來。
四、結論
綜上所述，禮儀是社會文明發展下的產物，在世界文明交流日益頻繁的當下，禮儀作為一種社會交往的規范和工具，應該受到越來越多的重視，禮儀教育也應納入職業學院教育的重要組成部分。立足學院教育發展的實際，開展全程化的禮儀教育有著重要且積極的作用。探索職業學院禮儀教育的路徑，從學校的培養模式、課程體系的設計和學習禮儀文化氛圍的營造等多個方面入手，讓我們的學生學禮、知禮、懂禮、用禮，共同構筑和諧文明的新校園。
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