時間：2023-02-28 15:52:52
序論：在您撰寫電源設計論文時，參考他人的優秀作品可以開闊視野，小編為您整理的7篇范文，希望這些建議能夠激發您的創作熱情，引導您走向新的創作高度。
1）實際導通時柵極偏壓一般選12～15V為宜；而柵極負偏置電壓可使IGBT可靠關斷，一般負偏置電壓選－5V為宜。在實際應用中為防止柵極驅動電路出現高壓尖峰，最好在柵射之間并接兩只反向串聯的穩壓二極管。
2）考慮到開通期間內部MOSFET產生Mill－er效應，要用大電流驅動源對柵極的輸入電容進行快速充放電，以保證驅動信號有足夠陡峭的上升、下降沿，加快開關速度，從而使IGBT的開關損耗盡量小。
3）選擇合適的柵極串聯電阻（一般為10Ω左右）和合適的柵射并聯電阻（一般為數百歐姆），以保證動態驅動效果和防靜電效果。根據以上要求，可設計出如圖1所示的半橋LC串聯諧振充電電源的IGBT驅動電路原理圖?？紤]到多數芯片難以承受20V及以上的電源電壓，所以驅動電源Vo采用18V。二極管V79將其拆分為＋12．9V和－5．1V，前者是維持IGBT導通的電壓，后者用于IGBT關斷的負電壓保護。光耦TLP350將PWM弱電信號傳輸給驅動電路且實現了電氣隔離，而驅動器TC4422A可為IGBT模塊提供較高開關頻率下的動態大電流開關信號，其輸出端口串聯的電容C65可以進一步加快開關速度。應注意一個IGBT模塊有兩個相同單管，所以實際需要兩路不共地的18V穩壓電源；另外IGBT柵射極之間的510Ω并聯電阻應該直接焊裝在其管腳上（未在圖中畫出），而且最好在管腳上并聯焊裝一個1N4733和1N4744（反向串聯）穩壓二極管，以保護IGBT的柵極。
2實驗結果及分析
在變換器的LC輸出端接入兩個2W／200Ω的電阻進行靜態測試。實驗中使用的儀器為：Agi－lent54833A型示波器，10073D低壓探頭。示波器置于AC檔對輸出電壓紋波進行觀測，波形如圖5所示。由實驗結果看，輸出紋波可以基本保持在±10mV以內，滿足設計要求。此后對反激變換器電路板與IGBT模塊驅動電路板進行對接聯調。觀察了IGBT柵極的驅動信號波形。由實驗結果看，IGBT在開通時驅動電壓接近13V，而在其關斷時間內電壓接近5V。這主要是電路中的光耦和大電流驅動器本身內部的晶體管對驅動電壓有所消耗（即管壓降）造成的，故不可能完全達到18V供電電源的水平。
3結論
關鍵詞：三端離線PWM開關；正激變換器；高頻變壓器設計
引言
TOPSwitch是美國功率集成公司（PI）于20世紀90年代中期推出的新型高頻開關電源芯片，是三端離線PWM開關（ThreeterminalofflinePWMSwitch）的縮寫。它將開關電源中最重要的兩個部分——PWM控制集成電路和功率開關管MOSFET集成在一塊芯片上，構成PWM/MOSFET合二為一集成芯片，使外部電路簡化，其工作頻率高達100kHz，交流輸入電壓85～265V，AC/DC轉換效率高達90％。對200W以下的開關電源，采用TOPSwitch作為主功率器件與其他電路相比，體積小、重量輕，自我保護功能齊全，從而降低了開關電源設計的復雜性，是一種簡捷的SMPS（SwitchModePowerSupply）設計方案。
TOPSwitch系列可在降壓型，升壓型，正激式和反激式等變換電路中使用。但是，在現有的參考文獻以及PI公司提供的設計手冊中，所介紹的都是用TOPSwitch制作單端反激式開關電源的設計方法。反激式變換器一般有兩種工作方式：完全能量轉換（電感電流不連續）和不完全能量轉換（電感電流連續）。這兩種工作方式的小信號傳遞函數是截然不同的，動態分析時要做不同的處理。實際上當變換器輸入電壓在一個較大范圍發生變化，和（或者）負載電流在較大范圍內變化時，必然跨越兩種工作方式，因此，常要求反激式變換器在完全能量和不完全能量轉換方式下都能穩定工作。但是，要求同一個電路能實現從一種工作方式轉變為另一種工作方式，在設計上是較為困難的。而且，作為單片開關電源的核心部件高頻變壓器的設計，由于反激式變換器中的變壓器兼有儲能、限流、隔離的作用，在設計上要比正激式變換器中的高頻變壓器困難，對于初學者來說很難掌握。筆者采用TOP225Y設計了一種單端正激式開關電源電路，實驗證明該電路是切實可行的。下面介紹其工作原理與設計方法，以供探討。
1TOPSwitch系列應用于單端正激變換器中存在的問題
TOPSwitch的交流輸入電壓范圍為85～265V，最大電壓應力≤700V，這個耐壓值對于輸入最大直流電壓Vmax=265×1.4=371V是足夠的,但應用在一般的單端正激變換器中卻存在問題。
圖1是典型的單端正激變換器電路，設計時通常取NS=NP，Dmax<0.5（一般取0.4）,按正激變換器工作過程,TOPSwitch關斷期間，變壓器初級的勵磁能量通過NS，D1，E續流（泄放）。此時，TOPSwitch承受的最大電壓為
VDSmax≥2E=2Vmax=742V（1）
大于TOPSwitch所能承受的最大電壓應力700V，所以，TOPSwitch不能在一般通用的正激變換器中使用。
2TOPSwitch在單端正激變換器中的應用
由式（1）可知，TOPSwitch不能在典型單端正激變換器中應用的關鍵問題，是其在關斷期間所承受的電壓應力超過了允許值，如果能降低關斷期間的電壓應力，使它小于700V，則TOPSwitch仍可在單端正激變換器中應用。
2.1電路結構及工作原理
本文提出的TOPSwitch的單端正激變換器拓撲結構如圖1所示。它與典型的單端正激變換器電路結構完全相同,只是變壓器的去磁繞組的匝數為初級繞組匝數的2倍,即NS=2NP。
TOPSwitch關斷時的等效電路如圖2所示。
若NS與NP是緊耦合，則，即
VNP=1/2VNS=1/2E（2）
VDSmax=VNP＋E=E=1.5×371
=556.5V<700V（3）
2.2最大工作占空比分析
按NP繞組每個開關周期正負V·s平衡原理，有
VNPon(Dmax/T)=VNPoff[(1-Dmax)/T]（4）
式中：VNPon為TOPSwitch開通時變壓器初級電壓，VNPon=E；
VNPoff為TOPSwitch關斷時變壓器初級電壓，VNPoff=（1/2）E。
解式（4）得
Dmax=1/3（5）
為保險，取Dmax≤30％
2.3去磁繞組電流分析
改變了去磁繞組與初級繞組的匝比后，變壓器初級繞組仍應該滿足A·s平衡，初級繞組最大勵磁電流為
im(t)|t=DmaxT=Ism=DmaxT=(E/Lm)DmaxT（6）
式中：Lm為初級繞組勵磁電感。
當im(t)=Ism時，B=Bmax，H=Hmax，則去磁電流最大值為
Ism==(Hmaxlc/Ns)=1/2Ipm(7)
式中：lc為磁路長度；
Ipm為初級電流的峰值。
根據圖2（b）去磁電流的波形可以得到去磁電流的平均值和去磁電流的有效值Is分別為
下面討論當NP=NS，Dmax=0.5與NP=NS，Dmax=0.3時的去磁電流的平均值和有效值。設上述兩種情況下的Hmax或Bmax相等，即兩種情況下勵磁繞組的安匝數相等，則有
Im1NP1=Im2NP2（10）
式中：NP1為Dmax=0.5時的勵磁繞組匝數；
NP2為Dmax=0.3時的勵磁繞組匝數；
設Lm1及Lm2分別為Dmax=0.5和Dmax=0.3時的初級繞組勵磁電感，則有
Im1=E/Lm1×0.5T為Dmax=0.5時的初級勵磁電流；
Im2=E/Lm2×0.3T為Dmax=0.3時的初級勵磁電流。
由式（10）及Lm1，Lm2分別與NP12，NP22成正比，可得兩種情況下的勵磁繞組匝數之比為
(NP1)/(NP2)=0.5/0.3
及(Im1)/(Im2)=(Np2)/(Np1)=0.3/0.5(12)
當NS1=NP1時和NS2=2NP2時去磁電流最大值分別為
Ism1=Im1=Im（13）
Ism2=Im2=(0.5/0.6)Im（14）
將式（10）～（14）有關參數代入式（8）～（9）可得到，當Dmax=0.5時和Dmax=0.3時的去磁電流平均值及與有效值Is1及Is2分別為
Is1=1/4ImImIs1=0.408Im（Dmax=0.5）
Is2≈0.29ImIs2=0.483Im（Dmax=0.3）
從計算結果可知，采用NS=2NP設計的去磁繞組的電流平均值或有效值要大于NS=NP設計的去磁繞組的電流值。因此，在選擇去磁繞組的線徑時要注意。
3高頻變壓器設計
由于電路元件少,該電源設計的關鍵是高頻變壓器,下面給出其設計方法。
3.1磁芯的選擇
按照輸出Vo=15V，Io=1.5A的要求，以及高頻變壓器考慮6％的余量，則輸出功率Po=1.06×15×1.5=23.85W。根據輸出功率選擇磁芯，實際選取能輸出25W功率的磁芯，根據有關設計手冊選用EI25，查表可得該磁芯的有效截面積Ae=0.42cm2。
3.2工作磁感應強度ΔB的選擇
ΔB=0.5BS，BS為磁芯的飽和磁感應強度，由于鐵氧體的BS為0.2～0.3T，取ΔB=0.15T。
3.3初級繞組匝數NP的選取
選開關頻率f=100kHz（T=10μs），按交流輸入電壓為最低值85V，Emin≈1.4×85V，Dmax=0.3計算則
取NP=53匝。
3.4去磁繞組匝數NS的選取
取NS=2NP=106匝。
3.5次級匝數NT的選取
輸出電壓要考慮整流二極管及繞組的壓降，設輸出電流為2A時的線路壓降為7％，則空載輸出電壓VO0≈16V。
取NT=24匝。
3.6偏置繞組匝數NB的選取
取偏置電壓為9V，根據變壓器次級伏匝數相等的原則，由16/24=9/NB，得NB=13.5,取NB=14匝。
3.7TOPSwitch電流額定值ICN的選取
平均輸入功率Pi==28.12W（假定η=0.8），在Dmax時的輸入功率應為平均輸入功率，因此Pi=DmaxEminIC=0.3×85×1.4×IC=28.12，則IC=0.85A，為了可靠并考慮調整電感量時電流不可避免的失控，實際選擇的TOPSwitch電流額定值至少是兩倍于此值，即ICN>1.7A。所以，我們選擇ILIMIT=2A的TOP225Y。
4實驗指標及主要波形
輸入AC220V，頻率50Hz，輸出DCVo=15(1±1％)V，IO=1.5A，工作頻率100kHz，圖3及圖4是實驗中的主要波形。
圖3中的1是開關管漏源電壓VDS波形，2是輸入直流電壓E波形，由圖可知VDS=1.5E；圖4中的1是開關管漏源電壓VDS波形，2是去磁繞組電流is波形，實驗結果與理論分析是完全吻合的。
但我的朋友又披露了另一個統計數字：他設計的典型電路板上有約30個獨立的電源網絡。每個電源網絡都有不同的標稱電源電壓、精度以及調整率；在有些情況下，這些標稱電壓只相差十分之幾伏。再則，每個電源網需要有自己的穩壓器以及一系列去耦電容器，以便控制從近乎直流直至幾百千赫帶寬內的旁路阻抗。設計師必須分析并實現每個電源網絡的供電與返回路徑，以及大量的PCB板走線。在最終設計中，直流電源子系統的走線與電容器要占去電路板面積的一大部分。設計師必須精心建立所有這些因素的模型，以確保電流路徑得當，以及IR壓降很小。在達到這些電流電平時，這可不是件簡單的工作。
然而，高質量電源子系統與其配電系統之間卻存在一個難題。盡管供電在任何系統中都是一種不可或缺的功能，但它卻無法獲得用戶的直接贊賞或認同。用戶需要的是額外的特性、功能和性能；供電被看作設計中固有的部分。增加特性有利于營銷宣傳，并獲得更多的利潤，而電源網絡的元件成本和占板面積卻沒有這些好處。事實上，有些人會把電源子系統占用的電路板面積看作沒有意義的負擔，就像財務部門或郵件收發室一樣。
我希望，你作為系統設計師或電路設計師能對物料清單上的元器件的選擇產生重大影響。我的這位朋友指出，為最大限度地減小電源網絡的負擔，你可以做幾件基本工作。首先，要幫助電源子系統設計師開發設計一組基本的穩壓器（可以使用線性穩壓或開關穩壓技術），這樣，你就可以在電路板上重用這些設計。為了使這項工作有價值，你還應該根據每一個標稱電壓來平衡電流負載，使之處于同一范圍內，因為你找不到一種經濟實惠設計能支持10mA和1A兩種負載。
關鍵詞：單片開關電源快速設計
TOPSwithⅡ
TheWayofQuickDesignforSinglechipSwitchingPowerSupplyAbctract:Threeendssinglechipswitchingpowersupplyisnewtypeswitchingpowersupplycorewhichhasbeenpopularsince1990.Thispaperintroducesquickdesignforsinglechipswitchingpowersupply.
Keywords:Singlechipswitchingpowersupply,Quickdesign,TopswithⅡ
在設計開關電源時，首先面臨的問題是如何選擇合適的單片開關電源芯片，既能滿足要求，又不因選型不當而造成資源的浪費。然而，這并非易事。原因之一是單片開關電源現已形成四大系列、近70種型號，即使采用同一種封裝的不同型號，其輸出功率也各不相同；原因之二是選擇芯片時，不僅要知道設計的輸出功率PO，還必須預先確定開關電源的效率η和芯片的功率損耗PD，而后兩個特征參數只有在設計安裝好開關電源時才能測出來，在設計之前它們是未知的。
下面重點介紹利用TOPSwitch－II系列單片開關電源的功率損耗（PD）與電源效率（η）、輸出功率（PO）關系曲線，快速選擇芯片的方法，可圓滿解決上述難題。在設計前，只要根據預期的輸出功率和電源效率值，即可從曲線上查出最合適的單片開關電源型號及功率損耗值，這不僅簡化了設計，還為選擇散熱器提
η/％(Uimin=85V)
中圖法分類號：TN86文獻標識碼：A文章編碼：02192713(2000)0948805
PO/W
圖1寬范圍輸入且輸出為5V時PD與η，PO的關系曲線
圖2寬范圍輸入且輸出為12V時PD與η，PO的關系曲線
圖3固定輸入且輸出為5V時PD與η，PO的關系曲線
供了依據。
1TOPSwitch－II的PD與η、PO關系曲線
TOPSwitch－II系列的交流輸入電壓分寬范圍輸入（亦稱通用輸入），固定輸入（也叫單一電壓輸入）兩種情況。二者的交流輸入電壓分別為Ui=85V～265V，230V±15％。
1．1寬范圍輸入時PD與η，PO的關系曲線
TOP221～TOP227系列單片開關電源在寬范圍輸入（85V～265V）的條件下，當UO=＋5V或者＋12V時，PD與η、PO的關系曲線分別如圖1、圖2所示。這里假定交流輸入電壓最小值Uimin=85V，最高
η/％(Uimin=85V)
η/％(Uimin=195V)
交流輸入電壓Uimax=265V。圖中的橫坐標代表輸出功率PO，縱坐標表示電源效率η。所畫出的7條實線分別對應于TOP221～TOP227的電源效率，而15條虛線均為芯片功耗的等值線（下同）。
1．2固定輸入時PD與η、PO的關系曲線
TOP221～TOP227系列在固定交流輸入（230V±15％）條件下，當UO=＋5V或＋12V時，PD與η、PO的關系曲線分別如圖3、圖4所示。這兩個曲線族對于208V、220V、240V也同樣適用。現假定Uimin=195V,Uimax=265V。
2正確選擇TOPSwitch－II芯片的方法
利用上述關系曲線迅速確定TOPSwitch－II芯片型號的設計程序如下：
（1）首先確定哪一幅曲線圖適用。例如，當Ui=85V～265V，UO=＋5V時，應選擇圖1。而當Ui=220V(即230V－230V×4.3％)，UO=＋12V時，就只能選圖4；
（2）然后在橫坐標上找出欲設計的輸出功率點位置（PO）；
（3）從輸出功率點垂直向上移動，直到選中合適芯片所指的那條實曲線。如不適用，可繼續向上查找另一條實線；
（4）再從等值線（虛線）上讀出芯片的功耗PD。進而還可求出芯片的結溫（Tj）以確定散熱片的大?。?/p>
（5）最后轉入電路設計階段，包括高頻變壓器設計，元器件參數的選擇等。
下面將通過3個典型設計實例加以說明。
例1：設計輸出為5V、300W的通用開關電源
通用開關電源就意味著交流輸入電壓范圍是85V～265V。又因UO=＋5V，故必須查圖1所示的曲線。首先從橫坐標上找到PO=30W的輸出功率點，然后垂直上移與TOP224的實線相交于一點，由縱坐標上查出該點的η=71.2％，最后從經過這點的那條等值線上查得PD=2.5W。這表明，選擇TOP224就能輸出30W功率，并且預期的電源效率為71.2％,芯片功耗為2.5W。
若覺得η=71.2％的效率指標偏低，還可繼續往上查找TOP225的實線。同理，選擇TOP225也能輸出30W功率，而預期的電源效率將提高到75％，芯片功耗降至1.7W。
根據所得到的PD值，進而可完成散熱片設計。這是因為在設計前對所用芯片功耗做出的估計是完全可信的。
例2：設計交流固定輸入230V±15％，輸出為直流12V、30W開關電源。
圖4固定輸入且輸出為12V時PD與η，PO的關系曲線
η/％(Uimin=195V)
圖5寬范圍輸入時K與Uimin′的關系
圖6固定輸入時K與Uimin′的關系
根據已知條件，從圖4中可以查出，TOP223是最佳選擇，此時PO=30W，η=85.2％，PD=0.8W。
例3：計算TOPswitch－II的結溫
這里講的結溫是指管芯溫度Tj。假定已知從結到器件表面的熱阻為RθA(它包括TOPSwitch－II管芯到外殼的熱阻Rθ1和外殼到散熱片的熱阻Rθ2)、環境溫度為TA。再從相關曲線圖中查出PD值，即可用下式求出芯片的結溫：
Tj=PD·RθA＋TA(1)
舉例說明，TOP225的設計功耗為1.7W，RθA=20℃/W，TA=40℃，代入式（1）中得到Tj=74℃。設計時必須保證，在最高環境溫度TAM下，芯片結溫Tj低于100℃，才能使開關電源長期正常工作。
3根據輸出功率比來修正等效輸出功率等參數
3．1修正方法
如上所述，PD與η，PO的關系曲線均對交流輸入電壓最小值作了限制。圖1和圖2規定的Uimin=85V，而圖3與圖4規定Uimin=195V（即230V－230V×15％）。若交流輸入電壓最小值不符合上述規定，就會直接影響芯片的正確選擇。此時須將實際的交流輸入電壓最小值Uimin′所對應的輸入功率PO′，折算成Uimin為規定值時的等效功率PO，才能使用上述4圖。折算系數亦稱輸出功率比（PO′/PO）用K表示。TOPSwitch－II在寬范圍輸入、固定輸入兩種情況下，K與U′min的特性曲線分別如圖5、圖6中的實線所示。需要說明幾點：
（1）圖5和圖6的額定交流輸入電壓最小值Uimin依次為85V，195V，圖中的橫坐標僅標出Ui在低端的電壓范圍。
（2）當Uimin′>Uimin時K>1，即PO′>PO，這表明原來選中的芯片此時已具有更大的可用功率，必要時可選輸出功率略低的芯片。當Uimin′（3）設初級電壓為UOR，其典型值為135V。但在Uimin′<85V時，受TOPSwitch－II調節占空比能力的限制，UOR會按線性規律降低UOR′。此時折算系數K="UOR′"/UOR<1。圖5和圖6中的虛線表示UOR′/UOR與Uimin′的特性曲線，利用它可以修正初級感應電壓值。
現將對輸出功率進行修正的工作程序歸納如下：
（1）首先從圖5、圖6中選擇適用的特性曲線，然后根據已知的Uimin′值查出折算系數K。
（2）將PO′折算成Uimin為規定值時的等效功率PO，有公式
PO=PO′/K（2）
（3）最后從圖1～圖4中選取適用的關系曲線，并根據PO值查出合適的芯片型號以及η、PD參數值。
下面通過一個典型的實例來說明修正方法。
例4：設計12V，35W的通用開關電源
已知Uimin=85V，假定Uimin′=90％×115V=103.5V。從圖5中查出K=1.15。將PO′=35W、K=1.15一并代入式（2）中，計算出PO=30.4W。再根據PO值，從圖2上查出最佳選擇應是TOP224型芯片，此時η=81.6％，PD=2W。
若選TOP223，則η降至73.5％,PD增加到5W，顯然不合適。倘若選TOP225型，就會造成資源浪費，因為它比TOP224的價格要高一些，且適合輸出40W～60W的更大功率。
3．2相關參數的修正及選擇
（1）修正初級電感量
在使用TOPSwitch－II系列設計開關電源時，高頻變壓器以及相關元件參數的典型情況見表1，這些數值可做為初選值。當Uimin′LP′=KLP（3）
查表1可知，使用TOP224時，LP=1475μH。當K=1.15時，LP′=1.15×1475=1696μH。
表2光耦合器參數隨Uimin′的變化
最低交流輸入電壓Uimin(V)85195
LED的工作電流IF（mA）3.55.0
光敏三極管的發射極電流IE（mA）3.55.0
（2）對其他參數的影響
本設計是DC/DC直流開關電源設計,首先將開關電源與線性電源進行對比，總結了開關電源的優點,并對其當前的發展以及在發展中存在的問題進行了描述，然后在對開關電源的整體結構進行了介紹的基礎上，對開關電源的主回路和控制回路進行設計：在主回路中整流電路采用單相橋式、功率轉換電路采用單端正激功率轉換電路、采用增加副邊繞組的方法實現多路輸出，其中功率轉換電路（DC/DC變換器）是開關電源的核心部分，對此部分進行了重點設計；控制電路采用PWM控制，控制器采用開關電源集成控制器GW1524、設計了過壓保護電路、電壓檢測電路和電流檢測電路，對各個部分的參數進行了計算并進行了元器件的選型。
【關鍵詞】DC/DC變換器、PWM控制、整流、濾波。
Abstract
Inthispaper,Idesignedaswitchpowersupplysystemwiththreeoutputs:Comparetheswitchpowerwithlinearpoweratfirst,hassummarizedtheadvantageoftheswitchpower,havedescribeditspresentdevelopmentandtherearenaturalquestionsindevelopment.Onthebasisofthethingthatthewholestructuretotheswitchpowerhasmadeanintroduction,tothemainreturncircuitandcontrollingthereturncircuittodesignoftheswitchpower:Therectificationcircuitadoptsthesingle-phasebridgetypeinthemainreturncircuit,thepowerchangesthecircuitandadoptsanddefiesthepowertochangethecircuit,realizebyincreasingthewindingofonepairofsidessingleandwellthatmanywaysareexported,itisakeypartoftheswitchpowersupplythatthepowerchangescircuit(DC/DCtransformer),havedesignedthispartespecially;ThecontrolcircuitadoptsPWMtocontrol,thecontrolleradoptstheswitchpowerintegratedcontrollerGW1524,designthecircuittomeasurevoltageandthecircuittoelmeasureectriccurrent,selectingtypeofcalculatingandcarryingonthecomponentsandpartstheparameterofeachpart.
Keyword：DC/DCtransformer,PWMcontrol,rectification,strainingwaves.
1概述
電子設備都離不開可靠的電源，進入80年代計算機電源全面實現了開關電源化，率先完成計算機的電源換代，進入90年代開關電源相繼進入各種電子、電器設備領域，程控交換機、通訊、電子檢測設備電源、控制設備電源等都已廣泛地使用了開關電源，更促進了開關電源技術的迅速發展。
1.1開關電源的基本原理
開關電源就是采用功率半導體器件作為開關元件，通過周期性通斷開關，控制開關元件的占空比調整輸出電壓，開關電源的基本構成如圖1-1所示，DC-DC變換器是進行功率變換的器件，是開關電源的核心部件，此外還有啟動電路、過流與過壓保護電路、噪聲濾波器等組成部分。反饋回路檢測其輸出電壓，并與基準電壓比較，其誤差通過誤差放大器進行放大，控制脈寬調制電路，再經過驅動電路控制半導體開關的通斷時間，從而調整輸出電壓。
1.2開關電源與線性電源的比較
是先將交流電經過變壓器變壓，再經過整流電路整流濾波得到未穩定的直流電壓，要達到高精度的直流電壓，必須經過電壓反饋調整輸出電壓。它的缺點是需要龐大而笨重的變壓器，所需的濾波電容的體積和重量也相當大，而且電壓反饋電路是工作在線性狀態，調整管上有一定的電壓降，在輸出較大工作電流時，致使調整管的功耗太大，轉換效率低，還要安裝很大的散熱片。這種電源不適合計算機等設備的需要，將逐步被開關電源所取代。
1.3開關電源的發展與應用
當前,開關電源新技術產品正在向以下"四化"的方向發展:應用技術的高頻化;硬件結構的模塊化;軟件控制的數字化;產品性能的綠色化。由此,新一代開關電源產品的技術含量大大提高,使之更加可靠、成熟、經濟、實用。
開關電源高頻化是其發展的方向，高頻化使開關電源小型化，并使開關電源進入更廣泛的應用領域，特別是在高新技術領域的應用，推動了高新技術產品的小型化、輕便化。
近年,有些公司把開關器件的驅動保護電路也裝到功率模塊中去,構成了"智能化"功率模塊(IPM),這樣縮小了整機的體積,方便了整機設計和制造。為了提高系統的可靠性,有些制造商開發了"用戶專用"功率模塊(ASPM),它把一臺整機的幾乎所有硬件都以芯片的形式安裝到一個模塊中,使元器件間不再有傳統的引線相連,這樣的模塊經過嚴格、合理的、熱、電、機械方面的設計,達到優化完善的境地。
開關電源是一種采用開關方式控制的直流穩定電源,它以小型、輕量和高效率的特點被廣泛應用于以電子計算機為主導的各種終端設備、通信設備等幾乎所有的電子設備,是當今電子信息產業飛速發展不可缺少的一種電源方式。而當我們把開關電源的研究擴大到可調高電壓、大電流時,以及將研究新技術應用于DC/AC變換器,即開拓了大功率應用領域,又使開關電源的應用范圍擴大到了從發電廠設備至家用電器的所有應用電力、電子技術的電氣工程領域。作為節能、節材、自動化、智能化、機電一體化的基礎的開關電源,它的產品展現了廣闊的市場前景。例如,發電廠的貯能發電設備、直流輸電系統、動態無功補償、機車牽引、交直流電機傳動、不停電電源、汽車電子化、開關電源、中高頻感應加熱設備以及電視、通訊、辦公自動化設備等。
1.4開關電源當前存在的問題
當我們對該技術進行深入研究后卻發現它仍然存在著一些問題需要解決，而且有的問題還帶有全局性：采用定頻調寬的控制方式來設計電源，都以輸出功率最大時所需的續流時間為依據來預留開關截止時間的，則負載所需的功率小于電源的最大輸出功率時就必然造成了工作電流的不連續；"反峰電壓"是開關導通期間存入高頻變壓器的勵磁能量在開關關斷時的一種表現，而勵磁能量只能在、也必須在開關關斷后的截止期間處理掉，既能高效處理勵磁能量又能有效限制反峰電壓的辦法是存在的，那就是要及時地為勵磁能量提供一個"低阻抗通道"，并且為勵磁能量的通過提供一段時間，但"單調"控制方法不具備這一條件；高頻變壓器的磁通復位問題；傳統的電流取樣方法是在功率回路中串聯電阻，效率不高，這個問題向來是電源技術，尤其是以小體積、高功率密度見長的開關電源技術發展的"瓶頸"；高頻開關電源的并聯同步輸出問題。
以上的問題看似彼此獨立，其實它們之間存在著一定的關聯性解決這些問題，也許還是一條艱難而漫長的路。
2整流電路的設計
整流是將交流電變成脈動直流電的過程。電源變壓器輸出的交流電經整流電路得到一個大小變化但方向不變的脈動直流電。整流電路是由具有單向導電性的元件例如二極管、晶間管等整流元件組成的。
2.1整流電路的選擇
單相整流電路有兩種：電容輸入型電路和扼流圈輸入型電路
電容輸入型的基本電路如圖2-1：（a）為半波整流電路（b）為中間抽頭的全波整流電路（c）橋式整流電路（d）倍壓整流電路。
扼流圈輸入型基本電路，用于負載電流I0較大的電路，扼流圈L的作用是抑制尖峰電流。
摘要：小康住宅電源插座設置數量選用布置供電回路
電源插座是為家用電器提供電源接口的電氣設備，也是住宅電氣設計中使用較多的電氣附件，它和人們生活有著十密切的關系?，F在居民搬進新房后，普遍反映電源插座數量太少，使用極不方便，造成住戶私拉亂接電源線和加裝插座接線板，經常引起人身電擊和電氣火災事故，給人身財產平安帶來重大隱患。所以，電源插座的設計也是評價住宅電氣設計的重要依據。筆者根據國外以及我國有關住宅規范及標準，結合多年來的實踐提出住宅電源插座的數量及布置要求，供參考。
1電源插座設置數量的規定
（1）國家標準《住宅設計規范》（GB50096－1996）第6．5．4條規定，電源插座的
數量應不少于表1的規定；
（2）小康住宅電氣設計《設計導則》中第4．3．5條規定，小康住宅中設置的插座數量不少于表2中的規定；
（3）《上海市工程建設規范》（DGJ08－20－2001）12．2．2條規定，電源插座設置數量應不少于表3的規定；
（4）“江蘇省住宅設計標準”（DB32／380－2000）中規定，每套住宅內電源插座的設置，應符合表4中的規定；
（5）香港非凡行政區政府機電工程署1997年版《電力（線路）規例工作守則》家庭用途的裝置及用具中規定，電源插座數量應不少于表5中的規定；
（6）美國國家電氣法規NEC的第210－52（a）條對電源插座的布置作了更量化的規定。其中兩個電源插座間的距離不得超過3．6m，因為美國規定家用電器電源線長達1．8m，一個家用電器如不能自左側接電源插座，定能自右側接電源插座，如圖所示；
（7）小康住宅是由建設部在各大城市指導建設，面向21世紀的大眾住宅，其定位標準是“科技先導，適度超前”。這將是我國住宅產業未來發展的方向。很顯然，國家標準“住宅設計規范”中的電源插座數量偏少，參照國內外住宅電源插座設置數量標準，根據目前使用和超前發展的要求，建議住宅內電源插座的設置數量應不少于表6的要求。
2電源插座的選用和設置要求
2．1電源插座的選用
（1）電源插座應采用經國家有關產品質量監督部門檢驗合格的產品。一般應采用具有阻燃材料的中高檔產品，不應采用低檔和偽劣假冒產品；
（2）住宅內用電電源插座應采用平安型插座，衛生間等潮濕場所應采用防濺型插座；
（3）電源插座的額定電流應大于已知使用設備額定電流的1．25倍。一般單相電源插座額定電流為10A，專用電源插座為16A，非凡大功率家用電器其配電回路及連接電源方式應按實際容量選擇；
（4）為了插接方便，一個86mm×86mm單元面板，其組合插座個數最好為兩個，最多（包括開關）不超過三個，否則采用146面板多孔插座；
（5）對于插接電源有觸電危險的家用電器（如洗衣機）應采用帶開關斷開電源的插座。
2．2電源插座設置位置要求
電源插座的位置和數量確定對方便家用電器的使用。室內裝修的美觀起著重要的功能，電源插座的布置應根據室內家用電器點和家具的規劃位置進行，并應密切注重和建筑裝修等相關專業配合，以便確定插座位置的正確性。
（1）電源插座應安裝在不少于兩個對稱墻面上，每個墻面兩個電源插座之間水平距離不宜超過2．5m～3m，距端墻的距離不宜超過0．6m。
（2）無非凡要求的普通電源插座距地面0．3m安裝，洗衣機專用插座距地面1．6m處安裝，并帶指示燈和開關；
（3）空調器應采用專用帶開關電源插座。在明確采用某種空調器的情況下，空調器電源插座宜按下列位置布置摘要：
①分體式空調器電源插座宜根據出線管預留洞位置距地面1．8m處設置；
②窗式空調器電源插座宜在窗口旁距地面1．4m處設置；
③柜式空調器電源插座宜在相應位置距地面0．3m處設置。
否則按分體式空調器考慮預留16A電源插座，并在靠近外墻或采光窗四周的承重墻上設置。
（4）凡是設有有線電視終端盒或電腦插座的房間，在有線電視終端盒或電腦插座旁至少應設置兩個五孔組合電源插座，以滿足電視機、VCD、音響功率放大器或電腦的需要，亦可采用多功能組合式電源插座（面板上至少排有3個～5個不同的二孔和三孔插座），電源插座距有線電視終端盒或電腦插座的水平距離不少于0．3m；
（5）起居室（客廳）是人員集中的主要活動場所，家用電器點多，設計應根據建筑裝修布置圖布置插座，并應保證每個主要墻面都有電源插座。假如墻面長度超過3．6m應增加插座數量，墻面長度小于3m，電源插座可在墻面中間位置設置。有線電視終端盒和電腦插座旁設有電源插座，并設有空調器電源插座，起居室內應采用帶開關的電源插座；
（6）臥室應保證兩個主要對稱墻面均設有組合電源插座，床端靠墻時床的兩側應設置組合電源插座，并設有空調器電源插座。在有線電視終端盒和電腦插座旁應設有兩組組合電源插座，單人臥室只設電腦用電源插座；
（7）書房除放置書柜的墻面外，應保證兩個主要墻面均設有組合電源插座，并設有空調器電源插座和電腦電源插座；
（8）廚房應根據建筑裝修的布置，在不同的位置、高度設置多處電源插座以滿足抽油煙機、消毒柜、微波爐、電飯煲、電熱水器、電冰箱等多種電炊具設備的需要。參考灶臺、操作臺、案臺、洗菜臺布置選取最佳位置設置抽油煙機插座，一般距地面1．8m～2m。電熱水器應選用16A帶開關三線插座并在熱水器右側距地1．4m～1．5m安裝，注重不要將插座設在電熱器上方。其他電炊具電源插座在吊柜下方或操作臺上方之間，不同位置、不同高度設置，插座應帶電源指示燈和開關。廚房內設置電冰箱時應設專用插座，距地0．3m～1．5m安裝；
（9）嚴禁在衛生間內的潮濕處如淋浴區或澡盆四周設置電源插座，其它區域設置的電源插座應采用防濺式。有外窗時，應在外窗旁預留排氣扇接線盒或插座，由于排氣風道一般在淋浴區或澡盆四周，所以接線盒或插座應距地面2．25m以上安裝。距淋浴區或澡盆外沿0．6m外預留電熱水器插座和潔身器用電源插座。在盥洗臺鏡旁設置美容用和剃須用電源插座，距地面1．5m～1．6m安裝。插座宜帶開關和指示燈；
（10）陽臺應設置單相組合電源插座，距地面0．3m。
3電源插座供電回路
（1）住宅內空調器電源插座、普通電源插座、電熱水器電源插座、廚房電源插座和衛生間電源插座和照明應分開回路設置；
（2）電源插座回路應具有過載、短路保護和過電壓、欠電壓或采用帶多種功能的低壓斷路器和漏電綜合保護器。宜同時斷開相線和中性線，不應采用熔斷器保護元件。除分體式空調器電源插座回路外，其他電源插座回路應設置漏電保護裝置。有條件時，宜按分回路分別設置漏電保護裝置；
（3）每個空調器電源插座回路中電源插座數不應超過2只。柜式空調器應采用單獨回路供電；
（4）衛生間應作局部輔助等電位聯結；
（5）廚房和衛生間靠近時，在其四周可設分配電箱，給廚房和衛生間的電源插座回路供電。這樣可以減少住戶配電箱的出線回路，減少回路交叉，提高供電可靠性；
（6）自配電箱引出的電源插座分支回路導線截面應采用不小于2．5mm2的銅芯塑料線。
參考文獻
1香港非凡行政區政府機電工程署編．《電力（線路）規例工作守則》1997
2北京市建筑設計探究院編．《建筑電氣專業設計技術辦法》中國建筑工業出版社，1998
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4李天恩主編．《小康住宅電氣設計》北京中國建筑工業出版社，1999
5全國建筑電氣設計技術協作及情報交流網編．建筑電氣設計通訊．2001；1
6國際銅業協會（中國）編．《住宅建設應滿足電氣平安和遠期負荷增長的要求》2000
論文關鍵詞：電源，可靠，設計
對于現在一個電子系統來說，電源部分的設計也越來越重要，下面探討一些關于電源設計方面的心得，來個拋磚引玉，讓我們在電源設計方面能夠都有所探索和長進。
1、如何選擇合適的電源實現電路
根據分析系統需求得出的具體技術指標，可以來選擇合適的電源實現電路了。一般對于弱電部分，包括了LDO（線性電源轉換器），開關電源電容降壓轉換器和開關電源電感電容轉換器。相比之下，LDO設計最易實現，輸出波紋小，但缺點是效率有可能不高，發熱量大，可提供的電流相較開關電源不大等等。而開關電源電路設計靈活，效率高，但紋波大，實現比較復雜，調試比較繁瑣等等。
2、如何為開關電源電路選擇合適的元器件和參數
很多的未使用過開關電源設計的工程師會對它產生一定的畏懼心理，比如擔心開關電源的干擾問題，PCB layout問題物理論文，元器件的參數和類型選擇問題等。其實只要了解了，使用一個開關電源設計還是非常方便的。
一個開關電源一般包含有開關電源控制器和輸出兩部分，有些控制器會將MOSFET集成到芯片中去，這樣使用就更簡單了，也簡化了PCB設計，但是設計的靈活性就減少了一些。
開關控制器基本上就是一個閉環的反饋控制系統，所以一般都會有一個反饋輸出電壓的采樣電路以及反饋環的控制電路。因此這部分的設計在于保證精確地采樣電路，還有來控制反饋深度，因為如果反饋環響應過慢的話，以瞬態響應能力是會有很多影響。
而輸出部分設計包含了輸出電容，輸出電感以及MOSFET等等，這些的選擇基本上就是要滿足一個性能和成本的平衡，比如高的開關頻率就以使用小的電感值（意味著小的封裝和便宜的成本），但是高的開關頻率會增加干擾和對MOSFET的開關損耗，從而效率降低。使用低得開關頻率帶來的結果則是相反的。
對于輸出電容的ESRT和MOSFET的Rdson參數選擇也是非常關鍵的，小的ESP可以減小輸出紋波，但是電容成本會增加，好的電容會貴嘛。開關電源控制器驅動能力也要注意，過多的MOSFET是不能被良好驅動的。
3、如何調試開關電源的電路
3.1電源電路的輸出通過低阻值大功率電阻接到板內，這樣在不焊電阻的情況下可以先做到電源電路的先調試，避開后面電路的影響。
3.2一般來說開關控制器是閉環系統，如果輸出惡化的情況超過了閉環可以控制的范圍，開關電源就會工作不正常，所以這種情況就需要認真檢查反饋和采樣電路。特別是如果采用了大ESR值的輸出電容，會產生很多的電源紋波，這也會影響開關電源的工作的。
4、如何來評估一個系統的電源需求
對于一個實際的電子系統，要認真分析它的電源需求。不僅僅是關心輸入電壓，輸出電壓和電流，還要仔細考慮總的功耗，電源實現的效率，電源部分對負載變人經的瞬態響應能力，關鍵器件對電源波動的容忍范圍以及相應的允許的電源紋波，還有散熱問題等等cssci期刊目錄。功耗和效率是密切相關的，效率高了，在負載功耗相同的情況下總功耗就少，對于整個系統的功率預算就非常有利了，對比LDO和開關電源，開關電源的效率要高一些，同時物理論文，評估效率不僅僅是看在滿負載的時候電源電路的效率，還要關注輕負載的時候效率水平。
至于負載瞬態響應能力，對于一些高性能的CPU，應用就會有嚴格的要求，因為當CPU突然開始運行繁重的任務時，需要的啟動電流是很大的，如果電源電路響應速度不夠，造成瞬間電壓下降過多過低造成CPU運行出錯。一般來說，要求的電源實際值多為標稱值的±5%所以可以據此計算出允許的電源紋波，當然要預留余量的。
散熱問題對于那些大電流電源和LDO來說比較重要，通過計算機也可以評估是否合適的。
5、接地技術的討論
接地的定義：在現代接地概念中、對于線路工程師來說，該術語的含義通常是“線路電壓的參考點”；對于系統設計師來說，它常常是機柜或機架；對電氣工程師來說，它是綠色安全地線或接到大地的意思。一個比較通用的定義是“接地是電流返回其源的低阻抗通道”。
接地方式：接地有多種方式，有單點接地，多點接地以及混合類型的接地。而單點接地又分為串聯單點接地和并聯單點接地。一般來說，單點接地用于簡單電路，不同功能模塊之間接地區分，以及低頻（floMHz）電路時就要采用多點接地了或者多層板（完整的地平面層）。
信號回流和跨分割的介紹：對于一個電子信號來說，它需要尋求一條最低阻抗的電流回流到地的途徑，所以如何處理這個信號回流就變得非常關鍵。
第一，根據公式可以知道，輻射強度是和回路面積成正比的，就是說回流要走的路徑越長，形成的環越大，它對外輻射的干擾也越大，所以，PCB布板的時候要盡可能減小電源回路和信號回路面積。
第二、對于一個廣發高速信號來說，提供有好的信號回流可以保證它的信號質量，這是因為PCB上傳輸線的特性阻抗一般是以地層或電源層為參考來計算的，如果高速線附近有連續的地平面，這樣這條線的阻抗就能保持連續，如果有段線附近沒有了地參考，這樣阻抗就會發生變化，不連續的阻抗從而會影響到信號的完整性。所以，布線的時候要把高速線分配到近地平面的層，或者高速線旁邊并行一兩條地線，起到屏蔽和就近提供回流的功能。
第三、為什么說布線的時候盡量不要跨電源分割，這也是因為信號跨越了不同電源層后物理論文，它的回流途徑就會很長了，容易受到干擾。當然，不是嚴格要求不能跨越電源分割，對于低速的信號就要認真檢查，盡量不要跨越，可以通過調整電源部分的走線。（這是針對多層板多個電源供應情況說的）
6、單板上的信號如何接地
對于一般器件來說，就近接地是最好的，采用了擁有完整地平面的多層板設計后，對于一般信號的接地就非常容易了，基本原則是保證走線的連續性，減少過孔數量，近地平面或者電源平面等等。
7、單板的接口器件如何接地
有些單板會有對外的輸入輸出接口，比如串口連續器，網口RJ45連接器等等，如果對它們的接地設計得不好也會影響到正常工作，例如網口互連有誤碼、丟包等，并且會成為對外的電磁干擾源，把板內的噪聲向外發送。一般來說會單獨分割出一塊獨立的接口地，與信號地的連續采用細的走線連接，可以串上0歐姆或者小阻值的電阻。細的走線可以用來阻隔信號地上噪音過到接口地上來。同樣的，對接口地和接口電源的濾波也要認真考慮。
